Les transistors Mosfet de puissance

Les transistors Mosfet de puissance

Les transistors MOSFET sont parfaits en électronique de puissance pour la commutation rapide et le fonctionnement linéaire. Les caractéristiques essentielles à connaître sont présentées ici.

 

Un des principaux avantages des transistors MOSFET de puissance, c'est qu'ils nécessitent peu de puissance pour leur commande. Les imperfections des MOSFET sont principalement de deux types :

 

- résistance à l'état passant (malheureusement pas 0 Ohm comme un vrai fil)

- temps de commutation et pertes lors de ces commutations. Plus la commutation est rapide, plus petite est la perte (dissipation pendant la transition)

 

Il est essentiel de dimensionner correctement le transistor MOSFET et d'optimiser la commande de sa grille pour minimiser ces pertes.

 

Les transistors MOSFET de puissance sont très largement des transistors canal N (NMOS), même dans des structures symétriques d'alimentations à découpage et de commande de moteur (pont en H ou demi pont).

 

Pourquoi utiliser des transistors MOSFET N (transistors NMOS)

 

Le choix des composants doit s'adapter aux composants existants. Les performances des transistors MOS canal P (PMOS) sont réduites par rapport aux transistors canal N. L'explication physique tient à la meilleure mobilité des électrons (dans un NMOS) par rapport à la mobilité des trous (dans un PMOS). En effet, le déplacement d'un trou (lacune d'électron) est en réalité un mouvement coopératif d'électrons.

 

En pratique, il est plus simple d'acheter une seule référence de composant (transistor NMOS seulement). En revanche, une commande appropriée est nécessaire, mais là aussi, de nombreuses solutions existent.

 

Principe de fonctionnement du transistor MOSFET

 

Un transistor MOSFET se commande en appliquant une tension positive à sa grille. Lorsque cette tension dépasse une certaine valeur, il devient passant (entre drain et source) et permet le passage du courant. Entre drain et source, le transistor se comporte quasiment comme un fil. Lorsque la tension de grille est nulle, le transistor est un interrupteur ouvert.

 

Les capacités parasites ralentissent la vitesse de commutation du transistor MOS (transition de l'état passant à l'état bloqué ou inversement).

 

L'échauffement d'un transistor MOS tient à 2 facteurs :

 

- pertes de conduction : le transistor présente toujours une petite résistance

- pertes de commutation : lorsque le transistor change d'état...

 

Les détails sont présentés ci dessous.

 

Résistance Rdson du transistor MOSFET

 

Sur un MOSFET de puissance, lorsque la tension de grille dépasse 5 ou 6V, le transistor est franchement passant entre drain et source, mais il reste une petite résistance résiduelle. Idéalement, cette résistance est nulle. Cette résistance est notée Rdson (résistance entre drain et source à l'état passant "on").

 

D'un transistor à l'autre, le Rdson peut varier énormément, du milliohm pour les plus gros transistors de puissance à plusieurs centaines d'Ohms pour les plus petits qui ne commutent que quelques milliampères.

 

Pour calculer la puissance dissipée P du transistor de puissance lorsqu'il est à l'état passant, il suffit de faire comme pour une simple résistance :

 

P = Rdson.Id²

 

Rdson : résistance à l'état passant (voir documentation du fabricant)

Id : courant de drain

 

Exemple : on souhaite réaliser un ampli classe D de 200W. Le transistor IRFB4620 correspond aux contraintes (200V 25A 60mOhms). Quelle puissance dissipe le IRFB4620 à un courant de 12A ?

 

P = 0.06 x 12² = 8.64W

 

Influences sur le Rdson des MOSFET de puissance

 

- Le courant Id

 

La tension Vds est quasi proportionnelle au courant Id qui traverse le transistor MOS. La résistance Rdson dépend très peu du courant. En pratique, elle augmente légèrement (+5 à +10%) lorsque le courant Id double.

 

- La température

 

La résistance Rdson augmente fortement avec la témpérature du transistor. Plus il est chaud, plus sa résistance est élevée. Par exemple 25°C à 125°C, la résistance Rdson est multipliée par 2.1 environ.

 

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Evolution de Rdson avec la température (ici le transistor IRF740)

 

La majorité des MOSFET de puissance ont cette caractéristique. Un transistor MOSFET proposé commercialement avec un Rdson de 1 Ohm aura fera en réalité 2.1 Ohms à 125°C de température interne de jonction. Cette courbe est appelée "Rds norm." et signifie Rds normalisé. C'est un facteur multiplicatif par rapport au Rdson à 25°C.

 

Les pertes de conduction représentent l'échauffement du MOSFET lorsqu'il est traversé par un courant. Elles augmentent avec la température. Il faut être vigilant si les transistors de puissance peuvent être amenés à chauffer. Attention à la dissipation lorsque la température est déjà élevée !

 

En revanche cette augmentation de Rdson avec la température est un avantage pour mettre des MOSFET en parallèle. Si par hasard, un transistor a tendance à chauffer un peu plus que ses voisins, sa résistance Rdson va augmenter et donc le courant qui le traverse va diminuer et se répartir davantage sur ses voisins. Pour que cela fonctionne, tous les transistors doivent être montés proches les uns des autres sur un radiateur commun pour avoir un bon couplage thermique.

 

Dans une gamme de transistors, plus la tension Vds max est élevée, et plus le Rdson sera élevé : on ne peut pas avoir le beurre et l'argent du beurre. A voir sur chaque datasheet de fabricant.

 

Pour avoir un Rdson plus faible, il faut un plus gros transistor, donc plus cher, et avec des capacités parasites plus élevées, ce qui nécessite davantage de courant transitoire pour charger et décharger la capacité de grille.

 


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Transistors MOSFET 500V 20A

 

Diode intrinsèque parallèle

 

Il existe une diode en parallèle du transistor MOSFET. Cette diode se situe entre drain et source :

 

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Diode intrinsèque dans un transistor MOSFET

 

Le courant de drain inverse ne peut pas être bloqué par le transistor à cause de cette diode.

 

La diode intrinsèque du MOSFET est représentée par une diode zener. En effet, lorsque la tension Vds augmente (la grille n'étant pas commandé pour que le transistor soit bloqué : Vgs = 0V), il arrive un point de claquage où le transistor MOSFET entre en conduction par avalanche.

 

La plupart des transistors MOSFET de puissance ont une tension de claquage qui vaut environ 1.2 à 1.3 fois la tension Vds.

 

Exemple : un transistor MOSFET 100V va entrer en mode avalanche autour de 120V à 130V.

 

Il y a une certaine marge. Il se comporte comme une diode zener de 120V ou 130V, mais il faut être prudent avec de mode de fonctionnement en avalanche (voir plus bas).

 

La diode intrinsèque peut s'avérer utile dans des structures comme le pont en H ou le demi-pont. Elle sert de diode de roue libre à l'autre transistor MOSFET du demi-pont. En revanche, cette diode intrinsèque au transistor est plutôt lente et peut poser des problèmes à haute fréquence. Pour éliminer la conduction dans cette diode lente, on peut ajouter 2 diodes :

 

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Diode intrinsèque masquée

 

Bien sur, le Rdson du MOSFET est maintenant en série avec la diode en série avec le drain, d'où une chute de tension et un échauffement supplémentaires. Là encore, on ne peut pas tout avoir...

 

Transistor bipolaire parasite dans le MOSFET

 

L'étagement des couches de silicium dopé fait qu'il y a un transistor bipolaire parasite dans le MOSFET. Ce transistor parasite bipolaire ne doit jamais entrer en conduction. Si ce transistor venait à entrer en conduction et saturer, le MOSFET ne pourrait plus se bloquer à moins de couper le courant de drain de façon externe. Ceci rappelle le principe du thyristor.

 

La base du transistor bipolaire parasite est reliée à la source et n'est pas laissée flottante dans la construction des MOSFET. Sinon, la tension de claquage (le Vds max) serait très réduit pour un même Rdson. Il reste néanmoins possible que des variations de tension extrêmement rapides à la coupure (dv/dt important) créent cette conduction parasite. En pratique, la valeur du dv/dt est une limite des transistors MOSFET de puissance.

 

Il y a un risque que le transistor bipolaire parasite entre en conduction lorsque la diode intrinsèque conduit et se coupe avec un dv/dt extrêmenent élevé.

 

Vitesse de commutation et température

 

Les transistors MOSFET de puissance ne sont pas affectés par la température pour la vitesse de commutation.

 

Tension de seuil et température

 

La tension de seuil d'un transistor MOSFET est la tension grille-source nécessaire pour le faire entrer en conduction. Cette tension est notée Vgsth (th = threshold = seuil).

 

La tension de seuil d'un MOSFET est d'environ 3V à 5V. Elle diminue un peu avec la température, mais pas autant qu'un transistor bipolaire.

 

Les conditions de test définissent la tension Vds, la température ou le courant Id qui marque le début de la conduction. Souvent, Id est fixé à 0.1mA ou 0.25mA.

 

La tension appliquée entre grille et source ne doit pas dépasser une certaine limite. Souvent, c'est +/-20V ou +/-30V. La tension peut être négative sans que cela ne casse le transistor.

 

Courant de drain Id et température

 

Comme la puce d'un transistor ne peut pas dépasser un certain seuil (150°C souvent), plus le transistor est porté à haute température, moins il tolère de courant. A l'extrême limite, s'il est déjà à 150°C "sans rien faire" (dans un four par exemple), il ne peut pas s'échauffer davantage et donc ne peut laisser passer aucun courant.

 

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Allure du courant de drain en fonction de la témpature

 

Les performances du transistors se dégradent à mesure qu'on s'approche des 150°C.

 

Exemple : un transistor MOSFET (le 20N60C3 de Infineon) supporte un courant maximal de :

 

20.7A à 25°C (température de boitier)

13.1A à 100°C

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Extrait du datasheet du transistor 20N60C3 (Infineon)

 

Cette limitation est due à la température maximale autorisée de la puce (150°C). La résistance thermique (en °C/W) étant une constante, on vérifie bien pour le 20N60C3 que Id diminue de telle façon que Id² (proportionnel à l'effet Joule, donc à l'élévation de température) est proportionnel à l'écart de température autorisé :

 

A 25°C : échauffement autorisé : 150 - 25 = 125°C

Id² = 20.7² = 428

 

A 100°C : échauffement autorisé : 150 - 100 = 50°C

Et Id² = 13.1² = 172

 

Il y a bien proportionnalité entre 172 et 428 d'une part, et 50 et 125 d'autre part (172/428 = 50/125 = 0.40).

 

L'échauffement autorisé à 100°C vaut 40% de l'échauffement autorisé à 25°C, et le courant autorisé est tel que l'effet Joule soit de 40% à 100°C. On s'y retrouve.

 

On pourrait donc dire qu'à 150°C, Id max = 0 ! Le transistor ne peut pas prendre un degré supplémentaire sous peine de griller ! A 151°C, plus rien n'est assuré !

 

En pratique, le claquage du transistor MOSFET de puissance intervient entre 200°C et 300°C, mais rien ne le garantit.

 

Courant de drain crête Idm

 

Il est possible de dépasser très brièvement le courant de drain Id autorisé, à condition que cela ne dure pas et que le transistor puisse "se reposer" après. Quelques contraintes limitent le courant de drain maximum instantané :

 

- il faut que la tension Vgs soit suffisante pour garantir que le transistor MOSFET reste bien passant et soit dans sa région ohmique (en mode (Rdson). Si le point de fonctionnement dépasse le "coude", le transistor se comporte en limiteur de courant (limite fixée par Vgs). Dans ce cas, toute augmentation de courant se traduira par une élévation très importante de Vds, ce qui entrainera une perte de conduction (effet Joule) très élevée et une destruction possible du transistor MOSFET.

 

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Datasheet du transistor 20N60C3

 

Ce transistor est donné pour 20.7A continus à Tc = 25°C. De façon instantané, il n'est pas possible d'avoir plus que 58A si Vgs est de 7V seulement. La tension de grille doit être plus élevée pour que le transistor puisse faire passer tout ce courant.

 

En fait, l'essentiel est que la puce ne dépasse pas la température maximale. Un temps où le courant est plus faible est nécessaire pour que le transistor puisse refroidir (reprendre son souffle, si on peut dire !). Il s'agit de l'impédance thermique transitoire, autre courbe figurant dans les datasheets.

 

Température de stockage des transistors MOSFET

 

La température de stockage des transistors MOSFET est de 150°C (storage temperature). La température de la jonction interne ne doit jamais dépasser 150°C en fonctionnement.

 

Energie d'avalanche des transistors

 

Si une surtension apparaît aux bornes d'un transistor MOSFET de puissance (oscillations amorties dues à l'inductance de fuite dans une alimentation à découpage par exemple), cette surtension peut atteindre une valeur telle qu'une entrée en conduction s'amorce.

 

Un transistor MOSFET de 100V se déclenchera autour de 120V ou 130V par exemple.

 

L'énergie d'avalanche Eas que peut absorber un transistor MOSFET est donnée par le fabricant.

 

Exemple de l'alimentation à découpage

 

La surtension qui apparaît aux bornes du MOSFET (Vds) doit être écrêtée (donc absorbée et dissipée) par le transistor. Cette énergie doit être inférieure à l'énergie d'avalanche Eas. En pratique, cette énergie vient de l'inductance de fuite du transfo. D'autres conceptions, pour les plus grandes puissances, utilisent des composants pour limiter les surtensions (snubber) et éviter au transistor de subir une énergie d'avalanche à chaque cycle de découpage.

 

Si des transistors MOSFET sont montés en parallèle, il est peu probable qu'ils aient la même tension de claquage. L'un d'entre eux va entrer en mode avalanche avant les autres et devra encaisser la totalité de l'énergie à absorber. De la même façon qu'en mettant une zener de 12V en  parallèle avec une zener de 13V, on constatera que la zener de 13V n'est jamais traversée par un courant.

 

Energie d'avalanche répétitive

 

Cette notion, pour les transistors MOSFET de puissance est devenue un standard des documentations. On la note Ear. En réalité, cela ne signifie pas grand chose et dépend largement du refroidissement dont bénéficie le transistor. De plus, il est difficile de prédire quelle sera l'énergie d'avalanche à absorber. Là encore, c'est finalement l'échauffement du transistor qui est le facteur limitant.

 

Courant d'avalanche des transistors

 

Certains transistors sont spécifiés en courant d'avalanche. C'est une donnée subtile qui traduit les performances du transistor poussé à ses limites.

 

Les caractéristiques dynamiques des transistors MOSFET définissent ses performances lors des commutation de l'état "on" à l'état "off".

 

Capacités parasites dans un transistor MOSFET

 

Il y a 3 capacités parasites dans un transistor MOSFET :

 

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Capacités parasites d'un transistor MOSFET

 

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Schéma équivalent des 3 capacités du transistor

 

Ces capacités sont liées à la structure du transistor MOSFET lui-même. Les capacités Cgs et Cgd varient avec la tension à leur bornes à cause de la déplétion dans le matériau. La capacité Cgd peut varier d'un facteur 100 avec la tension drain-grille.

 

La capacité Cgd (drain-grille) est la plus critique. Lorsque la tension au drain varie très vite (fort dv/dt), il peut arriver que le MOSFET commute à cause du courant transitoire dans cette capacité. Cgd doit être la plus petite possible. Cgs et Cgd forment un pont diviseur capacitif.

 

Capacité d'entrée

 

La capacité d'entrée, notée Ciss, d'un transistor MOSFET est la capacité mesurée entre grille et source, le drain étant connecté à la source.

 

Ciss = Cgs + Cgd

 

La capacité d'entrée doit être chargée jusqu'à la tension de seuil (3V à 5V selon les transistors). Lorsque la tension de seuil est atteinte, la tension Vds va chuter considérablement (le MOSFET est en train de devenir passant), ce qui tend à faire chuter la tension de grille (à travers Cgd). Lorsqu'on continue à injecter du courant, la tension Vgs va rester constante jusqu'à ce que Vds soit devenu faible (état passant ohmique). Ce plateau de tension qu'on observe est le plateau Miller. Au delà, la tension de grille continue à augmenter comme un condensateur qui se charge normalement. Le plateau Miller constitue un supplément de charges à fournir à la commande pour commuter le transistor d'un état à l'autre. On retrouve ce plateau Miller dans les caractéristiques de charge totale nécessaire pour commuter le transistor :

 

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Plateau Miller : transition de l'état "on" à l'état "off"

 

Capacité de sortie

 

La capacité de sortie, notée Coss, d'un transistor MOSFET est la capacité mesurée entre drain et source, la grille étant connectée à la source.

 

Coss = Cds + Cgd

 

Cette capacité peut avoir un effet négatif sur les circuits (résonance entre inductance et capacité de sortie).

 

Capacité Miller

 

Il s'agit de la capacité Cgd. C'est un paramètre essentiel pour la vitesse de commutation (durée du plateau Miller).

 

Charge de la grille

 

Pour piloter un transistor MOSFET de puissance, il faut charger et décharger sa grille. Pour se rendre compte de l'effort à fournir pour le circuit de commande, la charge contenue dans la grille Qg est une valeur pertinente. Cette charge Qg englobe tous les effets de toutes les capacités.

 

La charge totale Qg augmente un peu avec la tension Vds, mais pas avec la température. Plus le transistor est gros (Vds et Id max élevés), plus sa charge de grille sera élevée.

 

Il n'est pas rare de trouver des circuits intégrés spécifiques pour piloter les transistors MOSFET de puissance qui peuvent délivrer des courants crête de 2A ou même plus.

 

Applications en mode linéaire

 

En dehors de la commutation rapide, Les transistors MOSFET de puissance peuvent aussi être utilisés en mode linéaire, sans commutation : amplis audio, charges actives. Dans ces applications, les vitesses de commutation n'ont pas vraiment d'importance puisque leur fonctionnement se situe toujours entre l'état bloqué et l'état ohmique complètement passant.

 

Conclusion sur les transistors MOSFET

 

Les transistors MOSFET de puissance s'utilisent largement dans l'électronique de puissance. Leur principe de fonctionnement permet une application assez simple, mais la compréhension des paramètres électriques permet d'améliorer les pertes qui font de l'échauffement : pertes par conduction en régime ohmique continu et pertes par commutation lors des changements d'état du transistor MOSFET.

 

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Transistors MOSFET et diode de puissance (alimentation à découpage)

 

 

Avis des internautes en moyenne 3.88 pour 16 votes
  Les transistors Mosfet de puissance, publié par nina67 le 12 Août 2014
Les 10 outils indispensables pour l'électronique
Nina67
20 COMMENTAIRES
cyberez

Bonjour, Tout d'abord merci pour cet article très intéressant, qui me permet de mieux comprendre toutes les courbes des Datasheet. J'ai bien compris le calcul de puissance en mode passant (simple loi d'Ohm pour une résistance Rdson). Par contre, comment calculer/estimer les pertes en commutation (et donc dimensionner le radiateur) ? Je compte alimenter la grille d'un IRLZ34N pendant 20 ms, toutes les 500 ms (cas le plus défavorable), à partir d'un 74HC595. Pourriez-vous m'aider ? Merci par avance.

nina67

Bonjour, difficile d'évaluer les pertes par commutation... Elles sont proportionnelles au courant, à la tension à commuter, et au temps de comutation, qui dépend du courant injecté dans la grille. En effet, il y a souvent une résistance série placée avec la grille pour limiter les pics de courant. Par exemple, si vous mettez 100 Ohms au lieu de 50 Ohms de résistance entre le driver et la grille, vous doublerez le temps de commutation, donc les pertes de commutation du mosfet... En revanche, avec des durées de 20ms (on) et 480ms (off), il ne devrait y avoir aucun problème, c'est à dire qu'il n'y aura que les pertes de conduction dues au Rds on.

Patrice

Merci pour ces explications claires et concrètes!!! :)) Patrice

adribe

bonjour nina67,voila je solicite votre avis concernant un ampli sono house sh 100 sur lesquel je voudrez ajouter des transistor car il a tendance a chauffer un peu beaucoup et de plus le circuit d origine me semble prevu pour cela pouvez vous me dire si c est possible de rajouter 2 irfp9240 et 2 irfp240 ainsi que 2 condo 3900 µf 50v en paralelle avec ceux de 3300µf deja installer? je pourrez demain si vous le voulez mettre des photos de cet ampli. coordialement

adribe

en faite je voudrez donner un coup de jeune a cette ampli car il devra alimenter deux caissons de basse 38cm filtrer en actif de 250w chacun merci par avance.

nina67

bonjour, à votre place, je ne changerai rien. Si vous augmentez le nombre de transistors, en imaginant que les courants s'équilibrent bien, la dissipation totale sera la meme (le radiateur chauffera autant) mais la chaleur se répartira sur un plus grand nombre de tranisstors. Dans l'absolu, l'idée est bonne mais en pratique, pas facile... A votre place, j'essaierais de changer de ventilateur plutot. cordialement

adribe

bonjour,en faite sur cette ampli il y a deux cartes qui pour moi servent a repartir les courants (une pour chaque coté) elles sont munies de plusieurs résistances qui sont reliées aux emplacements de transistor vide et des traces de chauffe sont présentes sur ces cartes.comment puis-je vous envoyer des photos pour plus de précision? je vous remercie pour votre aide! c est super de voir qu il y a encore des personnes qui sont la pour nous aidez! cordialement

nina67

Bonjour, il y a la rubrique forum "Posez une question" sur le haut de la page d'accueil de notre site. Sinon, pour l'électronique, à voir si on peut ajouter des transistors supplémentaires (emplacement prévus mais vides). Il m'est aussi arrivé de débobiner des spires sur des transfos toriques pour abaisser la tension d'alim et réduire la puissance de l'ampli. Comme ça, il chauffe moins, et comme diviser par 2 la puissance, c'est diminuer de seulement 3dB, on peut bien enlever 10 à 20% de la tension ! http://www.astuces-pratiques.fr/electronique/abaisser-la-tension-d-un-transfo-torique Cordialement

faye

Bonjour, au fait peut on avoir un mosfet sans la diode anti parallèle ? Merci de votre réponse

faye

Bonjour, au fait peut on avoir un mosfet sans la diode anti parallèle ? Merci de votre réponse

nina67

Bonjour, non, la diode interne anti parallèle est due à la construction du transistor mosfet. Si vous souhaitez éviter la conduction de la diode, mettez une diode en série avec le drain du mosfet. Cela fera une perte supplémentaire en conduction, mais bon, c'est comme ça. Cordialement

joel

Bonjour,j'ai utilisé un transistor mosfet irfp064,Quel est la tension seuil suffisant pour que cette transistor travail???

nina67

bonjour joel, la tension de seuil est entre 2V et 4V d'apres la datasheet. Pour piloter correctement le mosfet, vous pouvez mettre 10 à 15V sur la grille. Cordialement

Linear

Bonsoir Nina j'aime bien l'explication si haut, mais il y une chose que je voudrai bien calculer. Comment fait-ton pour calculer la valeur de la RG du mosfet dans un push-pull circuit SMPS. voir la photo ici http://www.stk-audio.com/nina67/nina-mosfet%20gate.jpg il y a une formule qui n'est pas d'écrit si haut. merci

nina67

bonsoir Linear, à 50kHz, la durée du niveau haut sur la grille est de 10 microsecondes, la moitié de la période 20us. Une aide consiste à déterminer la constante de temps RG et capa Ciss (input capacitance) du mosfet. Le but étant que cette constante de temps soit bien inférieure à 10us. En gros, le mosfet doit devenir très vite bien passant. Ceci dit, RG se dimensionne la plus petite possible (10 Ohms par exemple) sauf cas particulier ou on souhaite allonger un temps de commutation pour réduire les fronts de tension et courant sur le mosfet. Cordialement

BILL

bonjour, avez vous une explication concernant la degradation des SOA des nouveaux mosfet à faible rdson.? Par exemple le IRF2804S qui ne supporte plus que 2A à 40V et presente meme pour le IRF2804S-7 l'equivalent d'une limitation de claquage secondaire de bipolaire. merci

nina67

Bonsoir Bill, très bonne remarque, je n'avais moi même jamais constaté cela. Une explication pourrait être le transistor bipolaire parasite qui existe toujours dans un mosfet. On en parle par exemple dans cet article. Cordialement. http://powerelectronics.com/discrete-power-semis/mosfets-withstand-stress-linear-mode-operation

BILL

bonjour Nina et meilleurs voeux pour 2016. merci beaucoup pour ce document qui repond exactement à mes questions ,voire meme un peu au delà. J'avais un vaguement cherché sans conviction apres avoir interrogé le service technique IR (aujourd'hui Infineon). La seule reponse que j'avais obtenue etait "un changement de technologie"... Pas faux mais limité comme explication surtout entre deux references proches comme IRF2804S et IRF2804S-7,sachant que le "-7" est du au boitier D2Pak-7 à 7 broches... J'avais d'ailleurs pensé à l'epoque que l'amelioration du Rdson (1.6mohm au lieu de 2 mohms) etait du à l'utilisation de ce type de boitier plutot qu'à un quelconque changement de technologie mentionné nulle part. Je ne peux donc pas utiliser ces mosfet autrement qu'en hacheur sous peine de mort. Apres ce deboire ,j'ai donc consulté la banque de datasheet des nouveaux produits Fairchild et Infineon,pour me rendre compte que le bon temps des mosfets limité par Pmax etait terminé.. La plupart des mosfet recents sont dans le meme cas...;-( J'ai repris mes calculs à partir d'IRF1404 qui sont les derniers 40V sans histoire utilisables en analogique.. cordialement

BILL

Petit complement...application note de Fairchild concernant "Safe Operating Area Capability of Power MOSFET Revisited"........https://www.fairchildsemi.com/application-notes/AN/AN-4161.pdf

nina67

Bonjour Bill, merci pour ces infos ! c'est tout à fait pertinent...

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